光伏發電逆變技術發展趨勢
逆變技術是在電力電子技術中最主要、最核心的技術，它主要應用于各種逆變電源、變頻電源、開關電源、UPS電源、交流穩壓電源、電力系統的無功補償、電力有源濾波器、變頻調整器、電動汽車、電氣火車、燃料電池靜置式發電站等。
隨著光伏發電的迅速發展，對光伏發電提出了新的要求，需要大規模的并網發電，與電網連接同步運行。并網逆變器作為光伏發電的核心，對其要求也越來越高。首先，要求逆變器輸出的電量和電網電量保持同步，在相位、頻率上嚴格一致，逆變器的功率因數近于1。其次，滿足電網電能質量的要求，逆變器應輸出失真度小的正弦波。第三，具有對孤島檢測的功能，防止孤島效應的發生，避免對用電設備 和人身造成傷害。第四，為了保證電網和逆變器安裝可靠運行，兩者之間的有效隔離及接地技術也非常重要。
（1）結構發展趨勢
過去逆變器的結構由工頻變壓器結構的光伏逆變器轉化多轉換級帶高頻變壓器的逆變結構，功率密度大大提高， 但也導致了逆變器的電路結構復雜， 可靠性降低。現階段的光伏并網逆變器普遍采用了 串級型，經過反復研究表明：逆變器采用多串級逆 變結構，融合了串級的設計靈活、高能量輸出與集 中型低成本的優點，是今后光伏并網逆變結構的一 種發展趨勢。
（2）控制策略發展趨勢
光伏并網發電系統中的逆變器需要對電流和功 率進行控制，逆變器輸出電流主要采用各種優化的 PWM 控制策略。對光伏陣列工作點跟蹤控制主要有：恒電壓控制策略和 MPPT 光伏陣列功率點控制策略。
現代控制理論中許多先進算法也被應用到光伏 逆變系統的控制中，如人工神經網絡、自適應、滑 模變結構、模糊控制等。將來光伏并網系統的綜合 控制成為其研究發展的新趨勢。基于瞬時無功理論 的無功與諧波電流補償控制，使得光伏并網系統既 可以向電網提供有功功率，又可以實現電網無功和 諧波電流補償。 這對逆變器跟蹤電網控制的實時性、 動態特性要求更高。
逆變器對于孤島效應的控制，孤島效應的檢測一般分成被動式與主動式。常常采用主動檢測法如脈沖電流注入法 、輸出功率變化檢測法、主動頻率偏移法和滑模頻率偏移法等。隨著光伏并網發電系 統進一步的廣泛應用，當多個逆變器同時并網時，不同逆變器輸出的變化非常大。將來多逆變器的并網通信、協同控制已成為其孤島效應檢測與控制發展趨勢。
高壓、大容量逆變器的關鍵技術
目前，我國小型、低壓用戶直接并網的光伏逆變器有了較成熟的產品，對于高壓大功率并網逆變器的研究正處于研制階段。本文介紹了一種采用高電壓、 MW 級大容量并網的方式，并達到了高壓并網要求的技術。
該逆變器采用九電平變基準疊加 PWM 與矢量 控制相結合的控制方法來控制 IGBT 開關，通過三相 IGBT 功率模塊及優化的網絡拓撲結構將直流逆 變成完美無諧波的正弦電壓、電流波形，并采用數 學模糊集合基礎上的頻率偏移主動式反孤島控制，與電網智能化軟連接并網運行。
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1、開關拓撲電路逆變器技術原理
九電平 IGBT 開關拓撲電路逆變器采用的拓撲電路是變基準疊加技術的九電平完美無諧波開關網絡拓撲電路，如圖2所示。
圖1：開關拓撲電路逆變器技術原理
圖2：九電平完美無諧波開關網絡拓撲電路
（1）結構及原理描述：如圖 2 所示，變基準疊加技術的九電平完美無 諧波開關網絡拓撲電路，由三個單相的開關網絡拓 撲電路組成， U 相開關網絡拓撲電路由 6 個二極管 D1-D6、D 10 個絕緣柵雙極三極管 IGBT1-IGBT10、電 阻 R1、 R2 和電容 C1、 C2 構成。同理，開關網絡拓 撲電路的 V 相和 W 相的所有元器件與 U 相的開關 網絡拓撲電路完全相同。
電路中 IGBT1、 IGBT5、 IGBT4、 IGBT8 用作 PWM 控制， IGBT2 、 IGBT3 、 IGBT6 、 IGBT7 用作電平疊 加， 與其相對應的 D3、D4、D5、D6 均為箝位二極管。
圖3：九電平信號
IGBT 開關工作原理是：如圖 2 所示，當 U 相 的開關 IGBT3、 IGBT4 和 IGBT5、 IGBT6 以及 V 相 的 IGBT2、IGBT7、IGBT8 導通時，在 V 相的 IGBT1 上施加 PWM 信號時，就會產生如圖 3 所示的九電 平信號。如圖 2 所示，當 U 相的 IGBT3、IGBT4 和 IGBT5、 IGBT6 以及 V 相的 IGBT2、 IGBT7 導通時， 在 V 相的 IGBT1 上施加脈沖寬度調制 PWM信號時，就會產生如 4 所示的四電平信號。 根據上述原理，配合不同的開關狀態，可以產生出 -4E~4E 九個電平信號。在每一個電平臺階上， 可根據不同脈寬的 PWM 信號，模擬出本段的波形， 從而能夠形成比較完美的正弦波。
（2）與傳統技術進行比較的優勢本逆變器采用了上述結構與傳統技術相比，具有以下幾點優勢：1）利用低電壓、小功率的 IGBT 開關的組合實 現了大功率高電壓逆變器的開關網絡拓撲電路。 2）逆變器輸出電壓波形為九電平完美無諧波， 其THD 各項指標均滿足 IEEE 要求。 3）電路易于控制，用 PWM 控制去完成系統的 無功功率分布，進而達到使系統功率因數趨于1。 4）與傳統的多重化結構比較：若輸出九電平波 形，多重化電路需要 16 個 IGBT 開關。本逆變器拓 撲電路采用疊加技術，每相只需 10 個 IGBT 開關。
2、九電平開關操作及并網運行主控制器原理
圖5：主控制器原理框圖
圖 5 為九電平開關操作及并網運行主控制器原 理框圖，其特點為：通過檢測開關狀態提高 IGBT 開關的可靠性和易操作性，并實時檢測比較九電平 IGBT 開關輸出端與電網端的電流、電壓、頻率、波 形等相關信息，完成智能化軟啟動并網運行及反孤島運行的功能。
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該主控制器包括主控制微控制器及輔助電路、 輔助控制微控制器及輔助電路、控制面板微控制器 及輔助電路、IGBT 開關檢測電路、雙端口隨機存取 存儲器和模擬信號偏置電路。
主控制微控制器與輔助控制微控制器之間采用雙端口隨機存取存儲器連接，完成傳遞 IGBT 開關 檢測數據及軟啟動開關的數據， 相互傳遞通訊信息， 完成優化控制功能。
IGBT 開關檢測電路與主控制微控制器和輔助控制微控制器連接，使主控制微控制器及輔助控制微控制器實時準確的檢測所有 IGBT 開關的切換狀態及關斷狀態，為主控制微控制器及輔助控制微控制器提供可靠的開關狀態信息，使主控制微控制器及輔助控制微控制器可準確無誤的向九電平 IGBT 開關拓撲電路發出觸發信號，同時避免了開關切換 時的狀態混疊現象，保證 IGBT 開關有序的切換。模擬信號偏置電路與主控制微控制器和輔助控制微控制器連接，為主控制微控制器和輔助控制微控制器提供被控電網的電壓及電流參數。
主控制微控制器及輔助電路包括主控制微控制 器芯片，用于接收由 PT、 CT 轉化后的信號而自動 檢測直流系統及電網的參數并動態的建立其數學模 型，計算直流系統運行的所有參數并輸出相應的指令，控制輸出給電網的電壓為期望的九電平波形， 電流為完美無諧波的正弦波形，使逆變器與電網系 統功率因數趨于 1.0。
同時，主控制微控制器（MCU）和輔助控制微控制器（MCU）還與智能化軟啟動連接及反孤島運行控制部分相連，實時采集處理軟啟動開關兩側的電流、電壓、頻率變量完成智能化軟啟動并網運行及主動反孤島式運行的功能。
3、智能化軟起動連接及反孤島運行控制部分
晶閘管開關對逆變器輸出側和電網側電壓幅 值、大小、相位及頻率實時采集，不斷進行比較，當其達到允許誤差值范圍時，由控制器發出觸發信 號，控制相應可控硅的門極。因為電壓幅值、相位 及頻率均為空間矢量，當進行比較時需要在三維空 間內進行，將其轉化成模糊集合更趨近于實際工程 情況，故此處使用數學模糊集合的概念對空間矢量 進行替換，完成軟起動功能。
本逆變器采用人工智能主動式頻率負偏移方法。通過軟硬件將電路周期性地檢測出相鄰兩次電 網電壓過零點的時刻，計算出電網電壓的頻率 f，然 后在此頻率 f 的基礎上引入偏移量△ f，最后將頻率 （ f±△ f）作為輸出并網電流的給定頻率，并且在電 網電壓每次過零時使輸出并網電流復位。當電網出現故障時，光伏陣列經逆變器的輸出的電流、電壓 發生畸變，且出現輸出頻率錯位變化。形成了給定 逆變器輸出的電流、電壓、頻率的正反饋，并超過頻率保護的上、下限值，從而是逆變器有效的檢測出系統故障。利用模糊數學的方法將已知的數據進行狀態估計和處理，并實時與逆變器輸出的電壓、電流、頻率進行比較，以達到與電網的主動式反孤島運行，并網開關的智能化軟啟動連接，以及逆變器相應的IGBT開關的優化控制操作運行。
以上介紹的逆變器采用變基準疊加技術的九電平完美無諧波開關網絡拓撲電路，使逆變出的電流波形滿足IEEE標準要求，盡可能的減少諧波污染。 逆變器的主控制器可通過實時檢測開關狀態，有效避免開關的混疊，提高IGBT開關的可靠性和易操作性。
如何正確地為光伏逆變器應用選擇IGBT
如今市場上先進功率元件的種類數不勝數，工程人員要為一項應用選擇到合適的功率元件，的確是一項艱巨的工作。以太陽能逆變器應用來說， IGBT能比其他功率元件提供更多的效益，其中包括高載流能力、以電壓而非電流進行控制，并能使逆并聯二極管與IGBT配合。如果利用全橋逆變器拓撲及選用合適的IGBT，將使太陽能應用的功耗降至最低。
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太陽能逆變器是一種功率電子電路，能把太陽能電池板的直流電壓轉換為交流電壓來驅動家用電器、照明及電機工具等交流負載。如圖6所示，太陽能逆變器的典型架構一般采用四個開關的全橋拓撲。
圖6：太陽能逆變器的典型架構
在圖6中，Q1和Q3被指定為高壓側IGBT，Q2和Q4則是低壓側IGBT。該逆變器用于在其目標市場的頻率和電壓條件下，產生單相位正弦電壓波形。有些逆變器用于連接凈計量效益電網的住宅安裝，這就是其中一個目標應用市場，此項應用要求逆變器提供低諧波交流正弦電壓，讓電力可注入電網中。
為滿足這個要求，IGBT可在20kHz或以上頻率的情況下，對50Hz或60Hz的頻率進行脈寬調制，因此輸出電感器L1和L2便可以保持合理的小巧體積，并能有效抑制諧波。此外，由于其轉換頻率高出人類的正常聽覺頻譜，因此該設計也可盡量減少逆變器產生的可聽噪聲。
脈寬調制這些IGBT的最佳方法是什么？怎樣才能把功耗降到最低呢？方法之一是僅對高壓側IGBT進行脈寬調制，對應的低壓側IGBT以50Hz或60Hz換相。圖7所示為一個典型的柵壓信號。當Q1正進行脈寬調制時，Q4維持正半周期操作。Q2和Q3在正半周期保持關斷。到了負半周期，當Q3進行脈寬調制時，Q2保持開啟狀態。Q1和Q4會在負半周期關斷。圖7也顯示了通過輸出濾波電容器C1的AC正弦電壓波形。
圖7：IGBT提供的柵極驅動信號及經過輸出濾波電容器C1的AC正弦電壓波形
此變換技術具有以下優點：(1)電流不會在高壓側反并二極管上自由流動，因此可把不必要的損耗低至最低。(2)低壓側IGBT只會在50Hz或60Hz工頻進行切換，主要是導通損耗。(3)由于同一相上的IGBT絕對不會以互補的方式進行轉換，所以不可能出現總線短路擊穿情況。(4)可優化低壓側IGBT的反并聯二極管，以盡量減低續流和反向恢復導致的損耗。
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IGBT技術
IGBT基本上是具備金屬門氧化物門結構的雙極型晶體管(BJT)。這種設計讓IGBT的柵極可以像MOSFET一樣，以電壓代替電流來控制開關。作為一種BJT，IGBT的電流處理能力比MOSFET更高。同時，IGBT亦如BJT一樣是一種少數載體元件。這意味著IGBT關閉的速度是由少數載體復合的速度快慢來決定。此外，IGBT的關閉時間與它的集極-射極飽和電壓(Vce(on))成反比(如圖8所示)。
圖8：IGBT的關閉時間與它的集極-射極飽和電壓(Vce(on))成反比
以圖8為例，若IGBT擁有相同的體積和技術，一個超速IGBT比一個標準速度的IGBT擁有更高的Vce(on)。然而，超速IGBT的關閉速度卻比標準IGBT快得多。圖8反映的這種關系，是通過控制IGBT的少數載體復合率的使用周期以影響關閉時間來實現的。
圖9：不同速度和技術的IGBT參數對比
圖9顯示了四個擁有相同尺寸的IGBT的參數值。前三個IGBT采用同樣的平面式技術，但使用不同的壽命復合控制計量。從表中可見，標準速度的IGBT具有最低Vce(on)，但與快速和超速平面式IGBT相比，標準速度的IGBT下降時間最慢。第四個IGBT是經優化的槽柵IGBT，能夠為太陽能逆變器這類高頻率切換應用提供低導通和開關損耗。請注意，槽柵IGBT的Vce(on)和總切換損耗(Ets)比超速平面式IGBT低。
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高壓側IGBT
前文討論了高壓側IGBT在20kHz或以上頻率進行切換。假設設計一個擁有230V交流輸出的1.5kW太陽能逆變器，上圖中哪種IGBT具有最低的功耗呢？圖10顯示了IGBT在20kHz進行切換的功耗分析，由此可見超速平面式IGBT比其它兩種平面式IGBT具有更低的總功耗。
圖10：IGBT在20kHz進行切換的功耗分析
在20kHz下，開關損耗明顯成為總功耗的重要部分。同時，標準速度IGBT的導通損耗雖然最低，但其開關損耗卻最大，并不適合充當高壓側IGBT。
最新的600V槽柵IGBT專為20kHz的切換進行了優化。如圖11所示，這種IGBT比以往的平面式IGBT提供較低的總功耗。因此，為了讓太陽能逆變器的設計能夠達到最高效率，槽柵IGBT是高壓側IGBT的首選元件。
圖11：標準速度IGBT在50Hz或60Hz下擁有最低的導通損耗
低壓側IGBT
低壓側IGBT同樣有同一問題。究竟哪一種IGBT才能提供最低的功耗？由于這些IGBT只會進行50Hz或60Hz切換，如圖11所示，標準速度IGBT可提供最低的功耗。雖然標準IGBT會帶來一些開關損耗，但數值并不足以影響IGBT的總功耗。事實上，最新的槽柵IGBT仍然擁有較高的功耗，因為這一代的槽柵IGBT專門針對高頻率應用而設計，以平衡開關和導通損耗為目標。因此，對低壓側IGBT來說，標準速度平面式IGBT仍然是必然選擇。
這種太陽能逆變器應用的全橋拓利用正弦脈寬調制技術，在高于20kHz情況下，為高壓側IGBT進行轉換。支線的低壓側IGBT決于輸出頻率要求，在50Hz或60Hz進行轉換。若挑選最新的600V槽柵IGBT，其總功耗將會在20kHz下達到最低。在低壓側IGBT方面，標準速度平面式IGBT是最佳選擇。標準速度IGBT在50Hz或60Hz下擁有最低的導通損耗，其開關損耗對整體功耗來說微不足道。因此，工程師只要正確選擇IGBT組合，就能將太陽能逆變器應用的功耗降至最低。
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