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雖然降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容一般是電路中最為重要的電容，但通常其并未得到人們足夠的重視。在滿足嚴(yán)格的紋波和噪聲要求時(shí)，傳統(tǒng)電源設(shè)計(jì)方法過(guò)多地強(qiáng)調(diào)輸出電容的選擇和布局。客戶愿意為高性能部件花錢(qián)，但就目前而言常常被忽略的輸入電容，對(duì)于一種成功的降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)更為重要。其高頻特性和布局將決定設(shè)計(jì)的成功與否。在選擇和布局輸出電容方面，確實(shí)有更大的自由度。即便是在滿足輸出噪聲要求方面，選擇和布局輸入電容也很重要。

 

輸入電容相關(guān)應(yīng)力比輸出電容相關(guān)應(yīng)力要更大，主要表現(xiàn)在兩個(gè)方面。輸入電容會(huì)承受更高的電流變化率，其布局和選擇對(duì)限制主開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力以及限制進(jìn)入系統(tǒng)的噪聲至關(guān)重要。另外，它更高的均方根 (RMS) 電流應(yīng)力和潛在的組件發(fā)熱使得這種選擇對(duì)整體可靠性而言更加重要。

 

電流的快速變化率 

 

應(yīng)力的第一個(gè)方面是快速電流變化率即dI/dT，其表現(xiàn)為所有內(nèi)部或雜散電感的電壓。這會(huì)給輸入電容供電運(yùn)行的開(kāi)關(guān)或鉗位二極管帶來(lái)過(guò)電壓應(yīng)力，并將高頻噪聲輻射到系統(tǒng)中。

 

高側(cè)降壓開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)電流為零，開(kāi)啟時(shí)為滿負(fù)載電流。輸入電容會(huì)承受一個(gè)從零到滿負(fù)載的方波電流。現(xiàn)代 MOSFET 以及隨后旁路電容中的電流上升時(shí)間均為 5 ns 數(shù)量級(jí)。這種快速的電流變化率 (dI/dT)，乘以總雜散電感 (L)，在降壓開(kāi)關(guān)上形成電壓尖峰。另一方面，輸出電容承受的是一種，經(jīng)輸出扼流圈平流并受扼流圈峰至峰電流限制的電流波形。一般而言，輸出扼流圈紋波電流被設(shè)計(jì)限定到滿負(fù)載電流的 40% 或更小的電流。

 

就 500 kHz、10% 占空比下運(yùn)行的降壓轉(zhuǎn)換器而言，其意味著 40% 負(fù)載電流的上升時(shí)間為 200 ns。也就是說(shuō)，5 ns 上升 100% 比 200 ns 上升 40% 的電流變化率高 100 倍。就給定電感的電壓而言，情況也是如此。對(duì)一些高占空比或低輸出扼流圈紋波電流的設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，這種比率遠(yuǎn)不止 100 倍。

 

 

應(yīng)力的第二個(gè)方面是 RMS 電流。該電流的平方并乘以相關(guān)電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 后得出的結(jié)果是熱量。過(guò)熱會(huì)縮短組件壽命，甚至引發(fā)災(zāi)難性的故障。

 

輸入電容的 RMS 電流等于負(fù)載電流乘以 (D*(1-D))的平方根，其中 D 為降壓開(kāi)關(guān)的占空比。就 5-V 輸入和 1.2-V 輸出而言，D約為1/4，而 RMS 電流為 43% 輸出電流。同步整流的 12-V 輸入和 1-V 輸出情況下，D 約為 1/10，而 RMS 電流為輸出電流的 30%。另一方面，鋸齒形輸出電容電流的 RMS 電流等于電感的峰至峰紋波電流除以 √12。對(duì)于一種 40% 負(fù)載電流電感峰至峰紋波電流的降壓設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，輸出電容的 RMS 電流只是輸出電流的 12%，即比輸入電容電流小 2.5 倍。

 

 

表面貼裝陶瓷電容的一般封裝尺寸從 0603 到 1210（公制尺寸 1608 到3225）不等。通過(guò) AVX 應(yīng)用手冊(cè)，我們知道電感一般為約 1 nH。就一般 2917（公制尺寸7343）封裝尺寸的芯片型鉭電容和電解質(zhì)電容而言，電感約為 4 到7 nH。其中，導(dǎo)線尺寸起了很重要的作用。

 

1210 封裝尺寸、6.3-V 到 16-V 額定電壓陶瓷電容的 ESR 約為 1 到 2 mΩ。芯片型鉭電容具有一個(gè) 50 到 150 mΩ 的典型 ESR 范圍。這就決定了防止過(guò)熱的最大允許 RMS 電流。盡管 1210 封裝尺寸的陶瓷電容可應(yīng)對(duì) 3 A RMS，但是最佳鉭電容尺寸 1210 只能處理 0.5 A 的電流，而更大的 2917 尺寸則可以處理約 1.7 A 的電流。最近，一種多陽(yáng)極鉭電容已開(kāi)始供貨，其電感和電阻降低了一半。

 

圖1，降壓轉(zhuǎn)化器應(yīng)用設(shè)計(jì)實(shí)例

 

 

設(shè)計(jì)實(shí)例（請(qǐng)參見(jiàn)圖 1）所示電路顯示了一個(gè) 6 A 電流下 1.2V 到 12 V 輸入電壓的電路。它使用一個(gè)運(yùn)行在 300 kHz 的控制器（TPS40190）。用戶優(yōu)先考慮方面是低成本和簡(jiǎn)單的材料清單 (BOM)。輸入和輸出電容的給定標(biāo)準(zhǔn)為 1210 封裝的 22-μF、16-V 陶瓷電容。這些電容可以處理 3 A RMS，并且發(fā)熱最小。就輸入電容而言，用戶一般不關(guān)注電壓紋波，而只關(guān)心電流是否過(guò)高。輸入電壓在其 5-V 最小值而占空比為 Vout / Vin 即 0.25 時(shí)，出現(xiàn)極端情況。RMS 電流為 Iout×√(D× (1-D))，即 2.6 A。

 

圖2，13V 輸入和 6A 負(fù)載條件下輸出電容上形成的紋波 (5 mV/DIV)

 

設(shè)計(jì)時(shí)，輸出紋波電壓限制定在 20 mV 峰至峰 (pp) 以下。輸出電感值選定為 2.2 μH，以將峰至峰紋波電流限定為 1.8A，也即滿負(fù)載的 30%。低 ESR 和電感輸出電容的輸出紋波電壓 (Vpp) 為峰至峰電流 (Ipp) 除以輸出電容 (Cout) 乘以 2π 乘以開(kāi)關(guān)頻率 (F)，即Vpp = Ipp/(2π×F×Cout)。假設(shè)一個(gè) Vout 正常值 80% 的電容占 20% 的容差，則需要三個(gè)電容。

 

 

峰值-峰值輸入紋波電壓約為 200 mV（請(qǐng)參見(jiàn)圖 3），比輸出紋波電壓（請(qǐng)參見(jiàn)圖 2）大 10 倍。如果使用三個(gè)輸入電容而非一個(gè)，則輸入紋波電壓仍然比輸出紋波電壓大 3 倍。一些客戶要求嚴(yán)格地將輸入紋波電壓控制在 100 mV 以下，由于系統(tǒng)噪聲問(wèn)題，會(huì)要求使用三個(gè)輸入電容。另外，相比近正弦波輸出紋波，輸入電壓波形具有明顯得多的鋸齒形。因此，其高頻諧波更多。由于紋波要求一般以 20-MHz 帶寬測(cè)量設(shè)置作為標(biāo)準(zhǔn)，所以并不能看見(jiàn)全部的電容雜散電感影響。

 

圖3，峰值-峰值輸入紋波電壓約為 200 mV

 

 

使用一個(gè) 470-μF 鋁電解質(zhì)電容替代 22-μF 陶瓷輸入電容后，圖 1 所示 Q4 上的峰值電壓應(yīng)力會(huì)從 26 V 增加到 29 V，正好低于其 30-V 額定值。另外，轉(zhuǎn)換器的效率會(huì)從 85.4% 降至 83.1%，這是因?yàn)?234 mW 的輸入電容 ESR 額外損耗。使用一個(gè)單 22-μF 陶瓷電容，但同電源開(kāi)關(guān)的距離增加 0.5 英寸（1.2 厘米），這時(shí)我們看到峰值開(kāi)關(guān)電壓出現(xiàn)相同上升，而效率并未下降。

 

在不同客戶的類似設(shè)計(jì)上，我們看到輸出上存在巨大的噪聲峰值（高達(dá) 80 mV）。貼近主開(kāi)關(guān)添加一個(gè) 22-μF 電容可消除這些峰值。

 

 

圖 4 顯示了一個(gè)近優(yōu)化布局實(shí)例，其中，輸入旁路電容 C1 和 C2（均為 1206 尺寸）橋接高側(cè) Q1 漏極和低側(cè) Q2 源（均為大金屬漏極焊盤(pán) SO-8 尺寸）。

 

圖4 最小化雜散電感的優(yōu)化主開(kāi)關(guān)和輸入電容布局

 

低電感旁路電容鄰近主降壓電源開(kāi)關(guān)（非同步轉(zhuǎn)換器時(shí)為開(kāi)關(guān)和鉗位二極管）放置是基本要求，目的是減少組件應(yīng)力和高頻噪聲。表面貼裝陶瓷電容最為符合這種要求。相比輸入電容，輸出電容及其串聯(lián)電感的確切位置并不那么重要。升壓轉(zhuǎn)換器中，輸入和輸出電容的作用相反，這是因?yàn)檩敵鲭娙葜休斎腚娏骱痛箝_(kāi)關(guān)電流的電感平流。