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分步解析,半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計要點(diǎn)

發(fā)布時間:2023-07-24 來源:安森美 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】在眾多諧振轉(zhuǎn)換器中,LLC 諧振轉(zhuǎn)換器有著高功率密度應(yīng)用中最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。之前我們介紹過采用 NCP4390 的半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計注意事項,其中包括有關(guān) LLC 諧振轉(zhuǎn)換器工作原理的說明、變壓器和諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計,以及元件的選擇。今天我們將介紹設(shè)計程序的前9個步驟并配有設(shè)計示例來加以說明,幫助您完成 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。


設(shè)計程序


本文介紹了使用圖 12 中的電路圖作為參考的設(shè)計程序,其中諧振電感是用漏感實現(xiàn)的。設(shè)計規(guī)格如下所示:


●   標(biāo)稱輸入電壓:396 VDC(PFC 級輸出)

●   輸出:24 V/12 A (288 W)

●   保持時間的要求:20 ms

●   PFC 輸出的直流鏈路電容:330 μF


[步驟-1] 定義系統(tǒng)規(guī)格


作為第一步,請定義以下規(guī)格信息。


估計效率 (Eff):估算功率轉(zhuǎn)換效率,以計算給定最大輸出功率下的最大輸入功率。根據(jù)估計效率,最大輸入功率為:


5.png


輸入?電壓范圍:最大輸入電壓將是標(biāo)稱 PFC 輸出電壓。


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盡管 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器會調(diào)節(jié)輸入電壓,但它在保持時間內(nèi)也會下降。所需保持時間內(nèi)的最小輸入電壓為:


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其中 VO.PFC 是標(biāo)稱 PFC 輸出電壓,THLD 是保持時間,而 CBLK 則是直流鏈路大容量電容。


設(shè)計示例


假設(shè)效率為 96%,


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對于 20 ms 的保持時間,可以得到最小輸入電壓為


10.png


為了獲得更大的裕量,最小輸入電壓設(shè)置為 300V。


[步驟?2] 確定諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓增益范圍


一旦確定了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的最小和最大輸入電壓,我們就可以確定 LLC 轉(zhuǎn)換器的最小增益和最大增益。


標(biāo)稱輸入電壓需要最小增益。為了最大程度減小開關(guān)頻率變化,通常是讓 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器在諧振頻率附近工作。諧振頻率下的電壓增益為:


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在保持時間期間,PFC 輸出電壓(LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的輸入電壓)下降,因此需要更高的增益來調(diào)節(jié)輸出電壓。最大電壓增益為:


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我們可以用一個較小的 m值來獲得更高的峰值增益;然而,如果 m值太小,就會導(dǎo)致變壓器耦合不佳和效率降低。通常是將 m 值太小設(shè)置在 3~7 左右。


設(shè)計示例


Lp 和 Lr 之間的比率 (m) 選擇 5.69。最小增益由下式獲得:


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最大輸入電壓下的最小增益選擇 1.13。然后,可以得到最小輸入電壓的最大增益為


14.png


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圖 13:最大增益/最小增益


[步驟?3] 確定變壓器匝數(shù)比 (n=Np/Ns)


利用步驟?2 中獲得的最小增益 (Mmin),我們可以計算變壓器匝數(shù)比如下:


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設(shè)計示例


由于 SR 用于輸出整流器,對于具有低 RDS.ON 的 SR MOSFET,VF假設(shè)為 0V。由此,可以得到變壓器匝數(shù)比為


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[步驟?4] 計算等效負(fù)載電阻


利用從公式 (16) 獲得的變壓器匝數(shù)比,我們可以計算等效負(fù)載電阻。


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設(shè)計示例


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[步驟?5] 設(shè)計諧振網(wǎng)絡(luò)


在步驟?2 中選擇 m 值后,從圖 10 中的峰值增益曲線中讀取適當(dāng)?shù)?Q 值,以獲得所需的最大增益。由于峰值增益曲線是使用基波近似生成的,因此諧振下的實際增益要比使用基波近似的預(yù)測值高約 10~15%。


一旦確定了 Q 值,我們可以獲得如下諧振分量:


20.png


設(shè)計示例


按照步驟?2 中的計算,Mmax為 1.49。在步驟?2 中,m 值選擇 5.69。從圖 14 中的峰值增益曲線中,可以得到最大 Q 值為 0.37。


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圖 14:使用峰值增益(最大可達(dá)增益)的諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計


通過將諧振頻率選擇為 95kHz,諧振分量確定如下:


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構(gòu)建變壓器時,實際參數(shù)將調(diào)整如下,以適應(yīng) Cr = 48 nF、Lr = 58 H、Lp = 330 H 且 fo = 95 kHz 條件下的標(biāo)準(zhǔn)分量值。


采用基波近似的最終諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計的增益曲線如下。


1687167936218755.png

圖 15:設(shè)計示例的增益曲線


由于在低于諧振工作時,基波近似生成的峰值增益要比實際峰值增益低 10~15%,因此我們進(jìn)行了 SIMPLIS 仿真以查看實際增益。仿真結(jié)果表明,在 75kHz 下,300V 輸入可獲得所需的最大增益。仿真結(jié)果還表明,在標(biāo)稱輸入電壓和滿載條件下的開關(guān)頻率為 105kHz。


1687167650988609.png

圖 16:Vin = 300 V、fs = 69.55 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真


1687167638801444.png

圖 17:Vin = 396 V、fs = 105 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真


[步驟?6] 設(shè)計變壓器


圖 18 顯示了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中變壓器的勵磁電流。初級側(cè)繞組為限制最大磁通密度 Bmax 所需的最小匝數(shù)由下式獲得:


26.png


其中 Ae 是變壓器磁芯的橫截面積(單位為 m2),而 Bmax是最大磁通密度擺幅(單位為特斯拉),如圖 18 所示。如果沒有參考數(shù)據(jù),則使用 Bmax= 0.2~0.3 T 來降低磁芯損耗。請注意,公式中出現(xiàn)了由次級側(cè)漏感引起的虛擬增益 MV,(參見圖 7)。


1687167611865847.png

圖 18:磁通密度擺幅


為次級側(cè)選擇適當(dāng)?shù)脑褦?shù),從而使初級側(cè)匝數(shù)高于 Npmin


28.png


初級側(cè)和次級側(cè)繞組的線規(guī)應(yīng)根據(jù)標(biāo)稱輸入電壓下的 RMS 電流確定,由下式給出


29.png


設(shè)計示例


變壓器選用 SRV5018 磁芯 (Ae = 189.2 mm2)。Bmax選擇 0.1T,以減少變壓器的磁芯損耗。變壓器的最小初級側(cè)匝數(shù)為


30.png


Ns選擇 3;Np 選擇 28。


標(biāo)稱輸入電壓下,可以得到變壓器繞組的 RMS 電流為


1687167542431519.png


[步驟?7] 選擇諧振電容


圖 19 顯示了不同工作條件下的初級側(cè)電流(諧振電容電流)波形。在選擇諧振電容時,應(yīng)考慮到額定電流,因為會有大量電流流過電容器。在標(biāo)稱輸入電壓下通過諧振電容的 RMS 電流已在公式 (23) 中獲得。


標(biāo)稱輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出:


32.png


諧振電容的額定電壓應(yīng)根據(jù)每個角條件下的最大電壓確定。


標(biāo)稱輸入電壓和輸出過流條件下的最大諧振電容電壓由下式給出:


33.png


最小輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出:


34.png


請注意,對于全橋 LLC 的情況,應(yīng)刪除公式 (25) ? (27) 中的 VIN / 2 項。


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圖 19:LLC 諧振轉(zhuǎn)換器在不同工作模式下的初級側(cè)電流波形


設(shè)計示例


在步驟?6 中,諧振電容的 RMS 電流計算如下:


36.png


標(biāo)稱輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式獲得:


37.png


通過將 OCP 電平設(shè)置為 13A,可以得到標(biāo)稱輸入電壓和輸出過流條件下的最大諧振電容電壓為


38.png


通過將最小頻率設(shè)置為 65 kHz,可以得到最小輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓為


39.png


[步驟?8] 整流器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計


當(dāng)變壓器次級側(cè)使用中心抽頭繞組時,二極管電壓應(yīng)力是輸出電壓的兩倍。


40.png


流過每個整流二極管的電流的 RMS 值由下式給出:


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同時,流過輸出電容的紋波電流由下式給出:


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輸出電容上的電壓紋波為


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設(shè)計示例


整流二極管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力為:


44.png


考慮到雜散電感引起的電壓過沖,選擇 75 V?4.5 mΩ POWERTRENCH? MOSFET 作為同步整流器。每個 MOSFET 上的傳導(dǎo)損耗為 0.47W。


輸出電容的 RMS 電流為:


45.png


輸出電容并聯(lián)使用四個 1200 μF 電容。每個電容的額定電流和 ESR 分別為 2.77 ARMS 和 15 mΩ。


輸出電容紋波計算如下


46.png


[步驟?9] 電流檢測電路配置


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圖 20:典型電流檢測配置


NCP4390 將檢測瞬時開關(guān)電流和開關(guān)電流的積分,如圖 20 所示。由于 NCP4390 位于次級側(cè),因此要使用電流互感器檢測初級側(cè)電流。當(dāng) PROUT1 為低電平時,內(nèi)部復(fù)位開關(guān)會將 ICS?引腳電壓箝位在 0 V。反之,當(dāng) PROUT1 為高電平時,ICS 引腳未箝位,積分電容 (CICS) 由流經(jīng) RICS 電阻器的電流進(jìn)行充電和放電。


NCP4390 的應(yīng)用電路使用 RC 濾波器進(jìn)行準(zhǔn)積分。為了獲得準(zhǔn)確的積分,電流檢測電阻器和電流互感器匝數(shù)比的設(shè)計應(yīng)確保 VSENSE 的振幅在大多數(shù)時間都高于 VICS。圖 23 顯示了準(zhǔn)積分電路的誤差在 PROUT1 (VCM) 的下降沿如何隨 VICS 峰值電壓與 VSENSE之間的比率而變化。比率越小,積分就越精確。


當(dāng) VICS 峰值電壓與 VCM之間的比率小于 0.5 時,可獲得具有可接受誤差(約 10%)的準(zhǔn)積分。由于正常工作時 VICS 峰值電壓低于 1.2V,因此我們應(yīng)選擇 RCS1 和 RCS2,從而使 VCM 高于 2.4V。


48.png


49.png

圖 21:ICS 引腳波形


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圖 22:VICS.IDEALPK 和 VICS.ACTUALPK 的定義


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圖 23:ICS 引腳電壓衰減與 VICS.IDEALPK/VCM


為了獲得 VICS 的峰值電壓,讓我們看一看 LLC 轉(zhuǎn)換器的理想輸入功率。對于半橋 LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),在將 PROUT1 導(dǎo)通時間定義為 t=0 的情況下,輸入功率可由下式表示:


52.png


請注意,對于全橋 LLC 的情況,等號的右側(cè)應(yīng)乘以 2。


假設(shè)積分理想,ICS 的峰值電壓可由下式表示:


53.png


結(jié)合 (33) 和 (34),ICS 峰值電壓可由下式估算:


54.png


考慮到 ICS 引腳內(nèi)部放電開關(guān)的能力,CICS 的典型值為 1 nF。為了精確積分,我們建議使用 1% 容差的電容。


當(dāng) VICS 峰值電壓與 VCM 之間的比率不夠小時,請將圖 23 中的衰減系數(shù)應(yīng)用于公式 (35)。


電流檢測電壓 (VICS) 積分的峰值與開關(guān)周期中 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的平均輸入電流成正比,如圖 24 所示。因此,根據(jù)對應(yīng)于輸入電流限值閾值的額定功率的百分比,SR 啟用/禁用的負(fù)載條件被確定為滿載條件的百分比。通常,120% 的額定負(fù)載條件用于過流跳閘點(diǎn),SR 分別在 15% 和 7.5% 的額定負(fù)載下啟用和禁用。如果過流跳閘點(diǎn)的額定負(fù)載條件為 140%,SR 將在額定負(fù)載的 17.5% 和 8.75% 時啟用和禁用。


為了在不增加 SR 啟用/禁用點(diǎn)的情況下獲得更高的過流限制,可以通過 ICS 和 5VB 引腳之間的電阻器 RSLP 在 VICS上施加額外的斜率。這項技術(shù)通常用于較長保持時間的情況。對于給定的 RSLP,為 ICS 引腳電壓額外施加的斜率由下式給出:


55.png


1687166994786762.png

圖 24:負(fù)載條件和 ICS 引腳電壓


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圖 25:帶斜率補(bǔ)償?shù)碾娏鳈z測配置


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圖 26:增加斜率補(bǔ)償時的負(fù)載條件和 ICS 引腳電壓


額定輸入電壓和滿載時的初級側(cè)電流峰值由下式估算:


59.png


RCS1 和 RCS2 之間的比率要根據(jù)初級側(cè)過流保護(hù) (OCP) 跳閘點(diǎn)來確定,該跳閘點(diǎn)應(yīng)小于 IPR PK。


60.png


設(shè)計示例


對于匝數(shù)比為 44 (nCT) 的電流互感器,RCS1 和 RCS2 之間之和的最小建議值由下式給出:


61.png


由于功耗不會太高,因此可以將 RCS1 + RCS2 設(shè)置得更高,以便在 VICS 上獲得理想的積分。由此,我們選擇 RCS1 和 RCS2 之和為 230Ω。


額定輸入電壓和滿載條件下的初級側(cè)電流峰值由下式給出:


62.png


通過將初級側(cè) OCP 電平設(shè)置為 5A,


63.png


RCS1 和 RCS2 分別選擇 30 Ω和 200 Ω。


這種設(shè)計不會對 ICS 引腳施加額外的斜率。


將 CICS 選擇為 1 nF 電容。假設(shè) 1.2 V 時 VICS 的衰減系數(shù)為 1.0(圖 23 中 x=1.2/10.23 時的讀數(shù)),則在標(biāo)稱輸入電壓下提供 13 A 過載保護(hù) (IO.OLP) 的相應(yīng) RICS 電阻為


64.png


將 RICS 選擇為 30 kΩ。



免責(zé)聲明:本文為轉(zhuǎn)載文章,轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息,版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問題,請聯(lián)系小編進(jìn)行處理。


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